cables/ethernet-cable-audio · v1.1

สายแลนกับคุณภาพเสียง

สาย Ethernet อาจส่งข้อมูลเพลงถูกต้องครบทุกบิต แต่สิ่งที่คนเล่นเสียงมักได้ยินไม่ใช่บิตที่ผิด — เป็นพลังงาน RF ที่เดินหลุดจากโลกดิจิทัลเข้าไปกวนภาคอนาล็อกของ DAC ต่างหาก บทนี้ไล่เส้นทางนั้นแบบทีละขั้น

PICHITCHAI OPADWORARAT · MUSIC ENTHUSIASTSIGNAL PATH: LAN → STREAMER → INTERFACE → DAC1000BASE-T · PAM-5 · 125 MBaud

โครงสร้างและองค์ประกอบทางกายภาพของสายแลน

ถ้ามองแบบใช้งานทั่วไป สายแลนก็คือสายที่เสียบแล้วเน็ตติด แต่ถ้ามองแบบงานเสียง มันคือ transmission line ที่กำลังพาสัญญาณ RF ย่าน 100–800 MHz วิ่งอยู่ข้าง ๆ DAC ของเรา โครงสร้างทุกชั้นจึงมีผลต่อพฤติกรรม electromagnetic ของสายโดยตรง

สายหนึ่งเส้นมีทองแดง 8 เส้น บิดเกลียวเป็น 4 คู่ สายติดตั้งถาวรมักใช้ solid conductor เพราะ DC resistance ต่ำกว่าและคุมพฤติกรรมที่ความถี่สูงได้ดีกว่า ส่วน patch cord ใช้ stranded เพื่อให้ยืดหยุ่นกว่า แต่แลกกับพื้นผิวรวมและความสม่ำเสมอที่ต่างออกไป

Characteristic impedance ของ transmission line

Z₀ = √( L' / C' )

L′ = inductance/หน่วยยาว, C′ = capacitance/หน่วยยาว · Cat 5e: Z₀ = 100 Ω ±15% (IEC 61156) · Cat 7/8 ที่คุม geometry แน่น: ±5 Ω — impedance สม่ำเสมอตลอดความยาวลด reflection noise

เกรดสาย	Z₀ tolerance	ตัวนำ	ผลต่อ reflection
Cat 5e	100 Ω ±15%	solid/stranded	geometry หลวมกว่า
Cat 6A	100 Ω ±~8%	solid	คุม pitch แน่นกว่า
Cat 7/8	100 Ω ±5%	solid, shielded	สม่ำเสมอสุด

Skin Effect และผลของวัสดุตัวนำ

ที่ความถี่ต่ำ กระแสยังใช้พื้นที่หน้าตัดของตัวนำได้ค่อนข้างเต็ม แต่พอความถี่สูงขึ้น กระแสจะค่อย ๆ หนีออกมาอยู่แค่บริเวณผิวตัวนำ นี่คือเหตุผลที่ในย่าน RF สภาพผิวสำคัญกว่าเนื้อใน

Skin depth (δ)

δ = √( ρ / (π · f · μ₀ · μᵣ) )

ρ(ทองแดง)=1.68×10⁻⁸ Ω·m · ที่ 1 kHz: δ≈2.1 mm · 1 MHz: 66 μm · 125 MHz (1000BASE-T): 5.9 μm · 500 MHz: 3.0 μm

AC resistance จาก skin effect

R_ac ≈ ρ / (π · d · δ) → R_ac/R_dc ≈ d / (4δ)

d = Ø ตัวนำ (AWG24 = 0.51 mm) · ที่ 125 MHz: R_ac/R_dc ≈ 22× — ETP copper RAC สูงกว่า OFC ~5–15% เพราะผิวออกไซด์หยาบกว่า

R_ac / R_dc (skin effect)

กราฟ 1. อัตราส่วนความต้านทาน AC ต่อ DC ของตัวนำ AWG24 — แทบไม่ต่างจาก DC ใต้ ~50 kHz แต่ที่ 125 MHz พุ่งเป็น ~22× เพราะกระแสบีบอยู่ในชั้นผิวหนาเพียง 5.9 μm

ทองแดง OFC (ASTM B170, ออกซิเจนน้อยกว่า 10 ppm) มักมีผิวเรียบกว่า ETP (200–400 ppm) ทำให้ surface resistance ต่ำกว่า จุดนี้ไม่ได้แปลว่าสายธรรมดาจะทำให้บิตเพลงผิด เพราะ margin ของ Ethernet กว้างมาก ประเด็นที่เกี่ยวกับเสียงคือ RF emission ที่น้อยกว่า จาก current distribution ที่สม่ำเสมอกว่า และมีโอกาสลด radiated EMI ที่ coupling เข้า chassis DAC

Twist Pitch, Symmetry และ Crosstalk

การบิดเกลียวทำให้ noise เหนี่ยวนำเท่ากันบนทั้งสองเส้น (common-mode) แล้ว cancel ที่ receiver — แต่ขึ้นกับ ความสมมาตร ของการบิด ถ้าบิดไม่สมมาตร common-mode รั่วกลับเป็น differential

Mode conversion จาก twist asymmetry

Vdm = Vcm · (ΔC / 2C) · jωRs

ΔC = ความต่าง capacitance-to-ground ระหว่างสองเส้นในคู่ · ยิ่ง ΔC มากและ f สูง → common-mode รั่วเป็น differential มากขึ้น · สาย quality สูง ΔC ต่ำเพราะ geometry สม่ำเสมอ

Near-end crosstalk (NEXT)

NEXT (dB) = 20 · log₁₀( Vdisturbing / Vinduced )

ค่ายิ่งสูงยิ่งดี · TIA-568: Cat 6A NEXT ≥ 54 dB @100 MHz, Cat 5e ≥ 35.3 dB · สาย audio-grade ที่ดีควรเกิน spec ≥ 6–10 dB

แต่ละคู่ในสายแลนจึงมี twist pitch ต่างกัน ไม่ใช่เพื่อความสวยงาม แต่เพื่อไม่ให้คู่สายไป resonance หรือรบกวนกันที่ความถี่เดียวกัน สายอย่าง Cat 6A คุม pitch และ geometry แน่นกว่า ค่า NEXT จึงดีกว่า

PAM-5 Line Coding และ Digital Domain

Gigabit Ethernet ไม่ได้ส่ง binary แบบหนึ่งศูนย์ตรง ๆ แต่ใช้ PAM-5 (5 ระดับ: +2,+1,0,−1,−2 V) และส่งพร้อมกันทั้ง 4 คู่แบบ full-duplex วิธีนี้ทำให้ symbol rate เหลือ 125 MBaud ต่อคู่ แทนที่จะต้องวิ่งถึง 1000 MHz แบบดิบ ๆ

Throughput 1000BASE-T

1 Gbps = 4 pairs × 125 MBaud × 2 bit/symbol

PAM-5 + Trellis coding ให้ net 2 bit/symbol · fundamental = 125 MHz แต่ harmonics ของ PAM-5 ขึ้นไปถึง 500+ MHz (IEEE 802.3 §40)

ก่อนส่งออกไป ข้อมูลยังผ่าน scrambler เพื่อทำ spectrum ให้เรียบขึ้น (whitening) ผลคือพลังงานบนสายไม่ได้เป็น spike จุดเดียว แต่คล้าย broadband noise ที่ลากยาวตั้งแต่ย่านต่ำไปถึง 500+ MHz ต่อเนื่อง

ขีดจำกัดของ digital domain

TCP/IP มี CRC-32 + retransmit ข้อมูล audio ที่ถึง DAC จึงถูกต้อง 100% — แต่นั่นรับประกันแค่ data ไม่ได้รับประกันว่า RF energy ที่แบก data จะไม่รั่วออกจากสาย ทุก component ย่าน 100–500 MHz มีโอกาส couple เข้าวงจรที่ไวต่อความถี่นั้น

Impedance Mismatch และ Signal Reflection

เมื่อ impedance เปลี่ยนกะทันหัน (หักงอ, เข้าหัว RJ45 ไม่ดี, geometry ไม่สม่ำเสมอ) สัญญาณสะท้อนกลับ สร้างแรงดันชั่วครู่สูงบนสาย → เพิ่ม radiated EMI

Reflection coefficient (Γ)

Γ = (ZL − Z₀) / (ZL + Z₀)

Z₀ = 100 Ω · ZL = 115 Ω (เข้าหัวไม่ดี): Γ = 0.07 → 7% ของแรงดันสะท้อนกลับ → เพิ่ม EMI + waveform distortion

Return loss (RL)

RL (dB) = −20 · log₁₀|Γ|

TIA-568: RL ≥ 20 dB @100 MHz (Cat 5e) = |Γ| ≤ 0.1 · สาย quality สูงควร RL ≥ 26 dB ตลอดความยาว

Common-mode Noise และ Mode Conversion

นี่คือกลไกหลักที่ noise จาก digital domain รั่วเข้า analog domain ของ DAC Ethernet ส่ง differential — noise ที่เท่ากันบนสองเส้นถูกหักลบ (CMRR) แต่ความไม่สมมาตรแปลง differential↔common-mode

Common-mode rejection ratio (CMRR)

CMRR (dB) = 20 · log₁₀( Adiff / Acm )

CMRR = 60 dB → ลด common-mode 1,000 เท่า · แต่ CMRR ลดตามความถี่ — ที่ 100 MHz อาจเหลือ 20–30 dB

Longitudinal conversion loss (LCL) — IEC 62153-4-3

LCL (dB) = 20 · log₁₀( Vdifferential / Vcommon-mode )

วัดว่า differential รั่วเป็น common-mode แค่ไหน ค่ายิ่งสูงยิ่งดี · TIA-568: Cat 6A LCL ≥ 40 dB @500 MHz · สาย quality ต่ำ LCL ต่ำ → common-mode มากขึ้น → เข้า ground path DAC ง่ายขึ้น

Differential

สัญญาณสะอาด

Asymmetry

ΔC / twist error

Common-mode

รั่วออกมา

DAC ground

noise เข้า

Ground Loop และ Shield Topology

อุปกรณ์สองตัวมักมี ground potential ต่างกันเล็กน้อย (SMPS คนละรุ่น, outlet คนละ circuit) ความต่างแม้ 10–100 mV ขับกระแสผ่านตัวนำที่เชื่อมกัน

Ground loop current

Iloop = ΔVgnd / Zloop

ΔV = 50 mV, Zloop = 2 Ω → Iloop = 25 mA — กระแสนี้ไหลเข้า PCB ground plane → modulate supply rail ของ DAC chip

โทโพโลยี	ground loop	หมายเหตุ
UTP (ไม่มี shield)	ไม่มี loop ตัวนำ	แต่ radiate RF เต็มที่
S/FTP ต่อ shield สองปลาย	เกิด loop อัตโนมัติ	กระแส shield อาจสูงกว่า UTP
S/FTP ต่อปลายเดียว (ฝั่ง DAC)	ตัด loop	วิธีแนะนำ

RF Radiation และ Capacitive Coupling เข้า Chassis

แม้ไม่สัมผัสโดยตรง สนามไฟฟ้าจากสาย RF couple เข้า chassis DAC ผ่าน capacitance แฝงได้

Quarter-wave resonance

L = c / (4 · f · √εr)

f = 125 MHz, εr ≈ 2.3 (PE) → L ≈ 0.50 m — สาย patch 0.5 m = λ/4 dipole ที่ 125 MHz พอดี UTP ไร้ shield ยิ่งแผ่ RF ได้เต็มที่

Capacitive coupling current เข้า chassis

Icouple = Cstray · dV/dt = Cstray · V · 2πf

Cstray = 10 pF, V = 1 V, f = 100 MHz → Icouple ≈ 6.3 mA — พอที่จะ modulate PCB ground plane ของ DAC ได้อย่างมีนัยสำคัญ

PHY Chip, Ethernet Transformer และ Interwinding Capacitance

ชิป PHY (Realtek/Intel/Marvell) เป็น mixed-signal ที่ดึงกระแสจาก supply เปลี่ยนตาม data pattern → data-dependent switching current สร้าง noise บน supply ที่ sync กับ data

มาตรฐาน IEEE 802.3 บังคับให้ทุกพอร์ตมี isolation transformer transformer กั้น DC และความถี่เสียงได้สมบูรณ์ แต่ที่ RF มีจุดอ่อนคือ interwinding capacitance

Leakage current ผ่าน interwinding capacitance

Ileak = Cstray · ( dVcm / dt )

Cstray (Ethernet transformer) = 5–15 pF · ที่ 100 MHz, ΔV = 1 V: Ileak ≈ 6.3 mA · transformer PCB คุณภาพสูง Cstray ≤ 3 pF → Ileak ลด 3–5 เท่า

PHY

data-dependent I

Supply noise

sync กับ data

Transformer

Cstray 5–15 pF

DAC ground

common-mode ทะลุ

กล่าวอีกนัย: ที่ 100 MHz ขึ้นไป transformer ทำตัวเหมือน capacitor 5–15 pF ที่เปิดทางให้ common-mode current ไหลทะลุเข้า ground plane ของ DAC

RF Rectification ใน Op-amp และ DAC Analog Stage

เมื่อ RF เข้าถึง ground plane มันเข้า analog stage ได้สองทาง: ผ่าน input pin ของ op-amp และผ่าน supply rail ทุก input pin มี ESD diode ที่มี nonlinear I–V → rectify RF เป็น DC offset

RF-induced DC offset (Shockley diode model)

IDC ≈ Is · ( VRF² / 2VT² )

VT = kT/q ≈ 26 mV @25°C · DC offset ถูกขยายด้วย op-amp gain → error ที่ output · อ้างอิง: Analog Devices MT-096, Microchip AN1767

EMI rejection ratio (EMIRR) — Microchip AN1767

EMIRR (dB) = 20 · log₁₀( VRF,input / Voffset,induced )

ยิ่งสูงยิ่งดี · op-amp audio ทั่วไป EMIRR ≈ 50–80 dB @100 MHz · op-amp ออกแบบกัน EMI (OPA2134/OPA1612): EMIRR > 85 dB

DC offset → bias point เลื่อน → เพิ่ม even-order harmonic distortion (2nd, 4th) ซึ่งหูตีความว่า “อุ่น/นุ่ม” — แต่จริง ๆ คือ distortion ที่วัดได้ ไม่ใช่ตัวบันทึก

Supply Rail Modulation และ Noise Floor

นอกจาก rectify ที่ input pin แล้ว ground plane ที่สกปรกยัง modulate supply ของ DAC โดยตรง (เพราะ decoupling cap เชื่อม supply กับ ground แน่น)

Power supply rejection ratio (PSRR)

PSRR (dB) = 20 · log₁₀( ΔVsupply / ΔVoutput )

DAC ทั่วไป PSRR ≈ 80–100 dB @1 kHz · แต่ตกตามความถี่: ~40 dB @1 MHz, 10–20 dB @100 MHz · noise 1 mV @100 MHz, PSRR 15 dB → 180 μV ที่ output — สูงกว่า noise floor (−120 dBFS) ได้

PSRR (DAC supply)CMRR (สาย/อินเทอร์เฟซ)

กราฟ 2. กลไกป้องกันทั้งสอง — PSRR และ CMRR — พังลงที่ความถี่สูง ที่ 100 MHz เหลือเพียง ~15–28 dB นี่คือเหตุผลเชิงปริมาณว่าทำไม RF noise ย่านนี้ถึงเล็ดลอดเข้า analog ได้ ทั้งที่ที่ความถี่เสียงถูกกดมิด

ผลรวม: RF จาก cable → ground plane → (1) op-amp input → rectify → harmonic distortion และ (2) supply path → modulate rail → ยก noise floor ทั้ง spectrum → เสียงขาด “อากาศ” รายละเอียดจม

Mitigation: วิธีแก้แต่ละ Noise Path

แก้ทีละเส้นทาง ไม่ใช่ “สายแพง = ดี”

Common-mode choke impedance

Zcm = jωLcm (สูงที่ HF) Zdm ≈ 0 (differential ผ่านได้)

Lcm = 100 μH – 10 mH · ที่ 100 MHz, Lcm = 1 mH: Zcm ≈ 628 kΩ → บล็อก common-mode current ได้ดี · อ้างอิง: US Patent 10,026,544 “Common mode noise restrainer applicable to Ethernet”

เส้นทาง noise	วิธีแก้	ผล
common-mode บน cable	common-mode choke (CMC)	cost-effective สุด
conducted + ground loop	optical fiber + media converter	ตัด network noise ทั้งหมด
switching noise ที่ source	linear regulated PSU แทน SMPS	แก้ที่ต้นทาง
multiple return path	star ground + shield ปลายเดียว	ลด ground loop

ลำดับความคุ้มค่า

ไล่จากต้นทางไปปลายทาง: เปลี่ยน SMPS → linear (แก้ source), ใส่ CMC ที่อินเทอร์เฟซ (บล็อก common-mode), แยก fiber ถ้าทำได้ (ตัด conducted ทั้งหมด), star ground (กัน loop) ทุกขั้นมีกลไกชัด วัดผลได้ ไม่ใช่ความเชื่อ

แหล่งอ้างอิง

aesHockanson, D. et al. “Measurements and simulations for ground-to-ground plane noise…,” IEEE Trans. EMC.
aesArchambeault, B. et al. “Impact of analog/digital ground design on circuit functionality and radiated EMI,” IEEE Trans. EMC, 2005.
stdIEEE Std 802.3-2022, Ethernet — §40 (1000BASE-T PHY).
appAnalog Devices “MT-096: RFI Rectification Concepts,” Rev.0.
appMicrochip “AN1767: EMI Rejection Ratio (EMIRR) of Op Amps.”
appAbracon LLC “Common Mode Chokes: Basics and Applications,” white paper.
stdANSI/TIA-568.2-D, Balanced Twisted-Pair Cabling and Components, 2018.
stdIEC 62153-4-3, Longitudinal conversion loss (LCL); IEC 61156-5; IEC 60958-1.
stdASTM B170, Oxygen-Free Electrolytic Copper.
bookOtt, H. W. Electromagnetic Compatibility Engineering, Wiley 2009 (ch.4–5).
bookPaul, C. R. Introduction to Electromagnetic Compatibility, 2nd ed., Wiley 2006.
bookWilliams, T. EMC for Product Designers, 5th ed., Newnes 2017.
patUS 10,026,544 B2 “Common mode noise restrainer applicable to Ethernet,” USPTO 2018.

เรียบเรียงโดย Pichitchai Opadworarat หัวหน้าแผนกพัฒนาและวิจัย — หจก. พีระมิด ไลฟ์สไตล์ เทคโนโลยี ประสบการณ์งานเสียง 2 ปี (ตั้งแต่ก่อตั้งบริษัท)

ประวัติการแก้ไข

v1.12026-07-04เกลา lede/intro ให้เป็นภาษาคนอ่านมากขึ้น โดยคงกลไกและสมการเดิม

v1.02026-06-11migrate เข้า template + เพิ่มกราฟ skin/rejection